2018通信领域简报第8期 5G新波形(一)：RAN1 #84 (2016/4)中的波形讨论过程摘录(1)

2016/3举办的RAN#71会议上确定了5G新波形的以OFDM为基础的设计基础。从RAN1#84b开始进行空口相关的讨论，波形方面则包括设计原则和要求、候选波形技术优劣等内容。

从RAN1#84会议提案入手，是学习和了解R15中5G空口中新波形相关技术的必要一步。

本文借助会议报告，对其中波形有关的提案进行了一些翻译和整理工作，供大家学习。文章内容有关的版权归原提案单位。

 1. RAN#71 (2016/3)提出5G新波形设计基础

1.1.  RP-160671：NewSID Proposal: Study on [5G, Next Generation, or other names][T1] New RadioAccess Technology

RAN#71全会上，在关于SI(study item)的目标要求中，明确了针对eMBB、mMTC和URLLC三大场景进行5G无线接入技术的设计。

对于新的接入技术，物理层信号结构设计的基础是：

波形基于OFDM，也有可能(potential)支持非正交波形和多址接入。对于其它波形，如果其它一些能够证明有增益的波形还有待研究(FFS, for future study)。同时需要考虑基本的帧结构和信道编码算法。

2. RAN1#84bis(2016/4)中的5G新空口设计原则摘录

2.1 R1-162151：Considerationson 5G Waveform，Huawei，HiSilicon

5G系统的性能将进一步提升，包括峰值速率、峰值频谱效率、UE体验速率、移动性、时延、连接密度、UE和网络能效等方面。5G系统需要采用灵活和适应性强的新空口来对这些多样化的需求提供有效的支持，而其核心则是灵活的波形。LTE系统中的OFDM波形具有频谱效率高、易于实现、有效抵抗多径衰落等特性，因此5G系统仍然考虑基于OFDM来进行波形设计。

但是，LTE系统具有以下缺点：

(1)    子载波间隔和符号长度固定。为了避免载波间干扰(ICI)，OFDM的子载波间隔在整个品大范围内不能改变。这种“以不变应万变”的波形设计策略不能同时支持多种移动性场景。此外，给定时间内只支持一种循环前缀(CP)长度，也使得LTE无法同时对不同的信道情况提供支持。

(2)   频谱旁瓣大。OFDM notvery-well localized in frequency，因此导致频谱边带滚降慢，从而产生以下缺点：

a)     带宽利用率不高，不管是连续频谱还是离散频谱都一样。例如，LTE中，除了频谱模板(mask)之外，还预留了10%带宽作为保护带。

b)     LTE中需要严格同步，它通过TA信令来实现。来自不同UE尤其是相邻UE的OFDM信号间不同步的时长超过CP长度后，OFDM的频谱旁瓣就很高，从而产生载波间干扰(ICI)和符号间干扰(ISI)。因此，OFDM波形不支持异步通信。此外，LTE OFDM的大规模同步通信中TA信令开销非常之大(explosive amount)。

由于具有以上的缺点，因此LTE OFDM用于5G新空口的话则不够灵活和高效，因此，5G需要设计新的波形，其设计原则如下：

(1)     灵活性。

5G波形应当足够灵活以支持话务类别不同的多种场景，如eMBB、mMTC和URLLC。灵活性方面的设计体现在：

a. 灵活支持参数集(numerology)。

灵活参数集是多种业务和多种场景的需求。在不同的子载波间隔或/和CP长度之间采用时分转换显然不能满足低时延的要求，也难以实现资源在不同业务之间的动态共享。此外，采用TDM也会影响业务的前向兼容性。

因此，波形应该足够灵活，以满足在连续频段上采用频域复用来部署现有和未来业务的要求。尤其重要的是，波形应当能够有效支持不同的子载波间隔、不同的CP长度、不同的TTI长度、不同的系统带宽等。例如，不同的信道模型和不同的传输模式(单站或多站)可能会引入不同的时延扩展，因此需要不同的CP长度。不同的UE速度(最高500Km/h)需要可变的子载波间隔以使多普勒频移的影响最小化。此外，为了满足URLLC的低时延的要求，应当支持较短的TTI，从而需要较大的子载波间隔。

b. 频率选择性(localization，局部化?)：它有利于采用较高的频谱效率来提供可空口的灵活性。

l  采用多个子带的结合(concatenation)来支持灵活和可扩展的带宽。

l  与其它系统的有效共存以及离散频段的有效利用。5G要实现较高的频谱效率，这也需要频率开销比当前LTE OFDM低的波形，尤其在6GHz以下频谱缺乏的情况下。

l  有效的异步通信，如mMTC场景和无需TA的上行eMBB场景，其波形都需要较小的UE间干扰泄漏，这需要由较好的频率选择性(局部化？)来提供。

c. 时间选择性(localization，局部化?)：这是采用极短TTI进行低时延通信的要求，如URLLC场景。尤其是在TTI较短的情况下，波形的时间选择性(？localization)也会严重影响时间开销，进而影响到频谱效率。

(2)     频谱效率。

5G的峰值频谱效率为下行30bps/Hz，上行15bps/Hz。基于以下设计原则可用于满足此需求：

a. MIMO的友好性。要满足5G的较高的频谱效率，只有采用对常规MIMO和大规模MIMO都能够支持的波形。因此，新波形在和MIMO的整合方面的复杂度应该较低才好，这样，多径信道上传输时，波形的符号间的自干扰(self-ISI)和载波间自干扰(self-ICI)才可以忽略。

b. 支持高阶调制。高阶调制如64/256QAM能够提供较高的频谱效率，但它对收发信机的EVM要求较高。因此，新的波形在支持高阶调制方面应当最优才行。

(3)     下行、上行和side link的统一的波形设计。

统一的波形设计有利于下行、上行、接入共存、D2D以及回传通信等方面。虽然上下行设计原则不同，如上行会受PAPR和UE的功放的非线性的限制，但是上行和下行波形仍然希望尽可能地相同，以便获得更好的干扰消除相关的性能。

对于不同链路间的共存，统一波形的好处在于：

a. LTE的干扰管理和话务自适应(eIMTA)中，采用动态时分复用(TDD)，可以根据DL/UL话务比例来动态对上下行子帧进行动态分配。兼容的设计有利于采用动态TDD来实现链路间的干扰(DL和UL间)消除，这种干扰采用传统的先进接收机是难以处理的。

b. 采用相同波形的链路(接入链路或者回传链路)易于采用与LTE的MU-MIMO类似的空间复用技术，从而提高频谱效率。

c. 需要考虑D2D和蜂窝链路中的side link的联合设计，如在单频网(SFN)对side和蜂窝链路传送进行覆盖增强时。

PAPR降低可以在功放效率和功耗是主要考虑因素时才考虑采用。

(4)     实现复杂度。

不光要考虑波形本身，还需要考虑其实现难度，不同的实现方法对规范的影响也不一样。尤其是，时域和频域都可用于产生波形，但其复杂度有所区别。再有，在接收机侧，波形在信号检测和信道估计/均衡方面的复杂性应当合理才行。

2.2  R1-162198：WaveformRequirements，Qualcomm

正文请参见原提案，仅将Proposal拿过来学习参考。

(1)     Proposal1：对于eMBB(包括毫米波)，波形设计应当允许：

  -  下行：频谱效率高，易于与MIMO整合。

  -    上行：频谱效率高，小小区部署时易于与MIMO整合；宏小区部署时，对于链路预算受限的用户，支持低的PAPR波形。

(2)     Proposal2：对于mMTC，波形设计应当允许：

  -   上行：功放效率高，小数据突发的信令/接入开销低，频谱效率高不是主要需求。

  -   下行：与eMBB类似，但是需要根据带宽来扩展。

(3)     Proposal3：对于URLLC，波形设计应当允许：

  -  上行：处理时延低，对于链路预算受限的用户，支持低的PAPR波形。

  - 下行：处理时延低。

(4)     Proposal4：对于D2D(sidelink)场景，波形设计应当允许：

  - 一致的(symmertric)波形。

  -  频谱效率高。

(5)     Proposal5：对于IAB(综合接入和回传)场景，波形设计应当允许：

  -   与eMBB上行需求相类似。

3. RAN1#84bis(2016/4)中的5G新空口技术分析摘录

3.1  R1-161172：General designprinciples for 5G new radio interface: Key functionalities, Samsung

LTE中，采用OFDM波形，下行采用OFDMA多址接入技术，上行采用SC-FDMA。LTE商用部署表明，采用OFDM，收发信机的复杂度合理，且能够满足频谱效率和覆盖的需求。基于商用经验以及分析比较，我们认为OFDM仍然是5G新空口的一个候选项。如果选择OFDM作为基准波形，则OFDMA自然就是下行多址技术的选项了。上行多址技术则需要考虑OFDMA和SC-FDMA。SC-FDMA对覆盖有好处，OFMDA则利于频谱效率。如果对所有场景(下行、上行、sidelink、无线回传/中继等)都考虑采用公共的波形，则OFDMA优于SC-FDMA。如果考虑不同的设计，则SC-FDMA可用于用来进行覆盖增强。

3.2  R1-161222：DesignPrinciples of NR inRAN1，ZTE

对于波形，LTE中广泛采用了CP-OFDM，因此NR波形应当具有与CP-OFDM良好地共存的特性。也就是说，NR的波形只需要对CP-OFDM针对特定场景作一些改变就可以了，比如，需求低的情况下，降低带外杂散降低和频域和时域同步要求，并易于后退(fall back)到CP-OFDM就可以了。更好的一个选项是FB-OFDM(filter-bank OFDM)，它对CP-OFDM子载波进行滤波，因此可以使用有效的多相(polyphase)滤波器设计。CP-OFDM和FB-OFDM的唯一的区别就是多相滤波器，由于对每个子载波的带外泄漏进行滤波，因此该波形的带外泄漏较低，时/频域同步的强壮性较好。如果多相滤波器定义为单抽头(one-tap)，则FB-OFDM可以很好地后退到CP-OFDM。

3.3  R1-162225：Discussionon New Waveform for new radio interface，ZTE

为了满足多种业务和场景的需求，5G波形应当采用统一的架构，并支持不同的子带宽配置(如子载波、子帧长度、子带大小等)，波形设计中应当考虑降低对相邻子带的能量泄漏。

LTE中所采用的CP-OFDM及其变形(W-OFDM，即对时域OFDM符号加窗-windowing)可能不适合下一代通信，因为CP-OFDM存在带外泄漏，且CP开销增加。即使CP开销增加，其带外能量也不能迅速降低且足够减少，这是的子带间的保护带较大，因此频谱效率较低。

一些候选波形如下：

-     Filter Bank MultiCarrier (FBMC)

-     Generalized Frequency DivisionMultiplexing (GFDM)

-     Universal Frequency MultiCarrier (UFMC)

-     Filtered-OFDM (F-OFDM)

-    FilterBank-OFDM (FB-OFDM)

根据频域的滤波粒度的不同，它们可以分为：

  -  类别A：子载波级脉冲整形法。其特点是，频域滤波粒度为子载波，时域处理方法为脉冲整形，波形技术包括FBMC、GFDM、FB-OFDM。

  -  类别B：子带级IFR滤波法。其特点是，频域滤波粒度为子带，时域处理方法为IFR滤波，波形技术包括UFMC、F-OFDM。

对于类别A，子带信号的发送可以在IFFT之后采用多相滤波过程来实现。对于类别B，基带信号的发送可以在IFFT和CP添加之后采用IFR滤波过程来实现。通常，多相滤波过程的复杂度低于IFR滤波过程。因此，应该首选类别A的波形。

比较不同波形的功率谱密度可知，不同波形技术的CFR(峰值因子消减)性能是不同的。FBMC、GFDM、F-OFDM和FB-OFDM在工作带宽之外都比OFDM和W-OFDM衰减要快。因此相比OFDM和W-OFDM，它们需要较小的保护带来对邻近频段进行隔离，从而提高了频谱效率。

另外，相比IFR滤波法，脉冲整形法可以保证较低的带外泄漏，尤其对于邻近信道而言，从而需要减少的保护子载波来保证子带间的良好隔离，从这个意义上来讲，类别A也是首选。

3.4  R1-162379/162384，Intel

R1-162379Overview of new radio accesstechnology requirements and designs

R1-162384： Considerations on waveform selectionfor new radio interface

LTE中采用基于循环校验(CP)的OFDM支持移动宽带业务，它采用单抽头(single-tap)均衡器来处理多径衰落，且易于与高阶MIMO算法相适应。在新的RAT中，mMIMO和波束赋形是一项关键技术，因此CP-OFDM可以在eMBB场景下复用。对于下行mMTC场景，超低成本的连接设备需要采用简单的接收机，发送波束赋形以及空间复用可以增强覆盖，为大量用户提供服务。因此，OFDM也适用于下行mMTC。类似地，OFDM也适用于URLLC场景，因为简单的收发机结构大大降低了处理时间。新的RAT中，上下行还期望采用公共的波形，这样的话，side-link通信中就不再需要采用额外的接收机，且易于抵消side-link和/或动态TDD干扰。进一步来讲，在网络中继或者UE中继条件下，公共的UL和DL波形自然支持回传和接入链路的聚合。

如果需要支持异步多址接入，则只需要考虑支持相关URLLC应用的设备，对其引入时/频域偏移处理方面性能强壮的新波形就可以了。对于UL mMTC场景，由于设备移动性不高，且可能具有较长的符号和CP长度，因此不需要频繁的上行同步过程，因此同步多址接入较为现实。然而，一些上行URLLC场景可能需要异步免调度多址接入。假定URLLC应用在收/发处理时延要求较严格，则对OFDM做一些修改如filtered-OFDM就可能更适合于支持异步多址接入了。

对于大于40GHz的频段，由于模数转换器(ADC)所需的功耗渐大，且功放效率低，因此需要能效比稿的波形。相对于单纯的单载波发送技术，基于DFT-spread OFDM的波形在PAPR和频谱效率以及FDM&UL功率谱密度等方面的均衡性较好，因此可作为备选波形。另外，采用于信道时延扩展自适应的保护间隔，而不是采用固定CP长度，更利于降低开销。这些概念与波束赋形的相关性更大，因为波束赋形后的信道的有效时延扩展既受传播环境的影响，也受发射/接收波束赋形架构的影响。

提案R1-162384：Considerations on waveform selection for new radio interface除了对R1-162379中一些观点进行深入说明之外，还对多种非正交多载波波形以及>40GHz的波形选项进行了分析和说明，建议进一步阅读和学习。

3.5      R1-162547/R1-162548，Spreadtrum

R1-162547：Some Considerations on Enabling RadioTechnologies for 5G NR

R1-162548： “Considerations on Waveform Design forNew RAT”

mMTC需要降低信令开销，支持同步上行传送。由于OFDM对时间/频率偏移比较敏感，因此单个MTC UE的稀疏传输所需的载波形也需要对时间/频率偏移比较强壮。

F-OFDM和FBMC等新波形具有正交性且带外干扰较低，因此比OFDM更适合于mMTC的异步上行传送。

根据带内正交性，波形可以分为4大类，即：

·      complex正交：OFDM、SC-OFDM和UFMC。时域符号自包含，其中的子载波相互正交。

·      complex伪正交：F-OFDM。子带滤波器通常大于CP长度，因此引入了些微带内干扰。

·      Real正交：FBMC-OQAM和GFDM-OQAM。采用偏移(offset modulation)调制。

·      Non正交：FBMC-QAM和GFDM-QAM以及加窗OFDM。子载波间具有不可忽略的干扰，需要考虑消除。

带内干扰主要是由波形的非正交性引起的，在对解调性能进行评估时，它可以被当作是额外的噪声。带内干扰不可忽略时，接受机就需要进行干扰消除，如采用迭代方法等，由于干扰模式只有在多次解调后才能够被评估出来。干扰消除与信道古迹、均衡和信道解码等机制一起作用时，处理复杂度将指数增长。尤其当正交波形于非正交接入技术合并时，处理复杂度会相当高。对于正交或者伪正交波形，带内干扰可以忽略，因此不需要考虑这些问题。因此，建议优先研究正交波形。

此外，解调后的SIR应当作为一个链路级的度量，来对波性的带外干扰抑制性能进行评估。对于采用子带滤波的波形来说，滤波器长度也需要根据解调性能进行优化。

3.6      R1-162537：Viewson NR waveforms，Mitsubishi

      难以采用一种RAT来涵盖所有NR的需求，因为不同用户场景和不同频段下的波形和参数需求(如子载波间隔和CP长度等)是不同的。因此，需要寻找一种足够灵活的波形方案，能够满足前向和后向兼容性的要求，值此在更高和更宽带宽上进行高速率传送，且对不同参数集共存时产生的干扰抵抗具有足够的强壮性。

      传统的基于OFDM的波形，如OFDM/SC-FDMA具有灵活、与MIMO自然融合、频域处理复杂度较低的特性，因此非常吸引人。近来，基于OFDM更改的波形引起注意，是因为它们在一些特定场景下具有好处。

     OFDM具有非常灵活的频域结构以及较好的MIMO整合特性，但是PAPR也较高。采用DFT预编码，SC-FDM波形可以获得与单载波相当的包络(envelope)特性。SC-FDM波形具备OFDM的主要优点，但其采用强壮的信道编码也会带来一些性能损失DFT预编码显著降低了OFDM的包络变化(envelope variations)。对于QPSK，OFDM的立方量度(cubicmetric)为4.7dB，而SC-FDM则降到了1.96dB。CCD曲线表明INP为10^(-3)时，CCDF上降低超过2.5dB。这些低的波罗变化或明SC-FDM适于能量消耗较低、路径损耗高或者覆盖受限的场景。尤其在高频和大的连续带宽的情况下。

      下图为5MHz带宽下、单用户、5RB分配条件下的SC-FDM和OFDM的瞬时名义功率。

正是由于这些特性，SC-FDM和OFDM才是NR的候选波形。由于NR频段可能在100GHz以上，因此波形设计也取决于频率范围。高频所需带宽较大，天线增益高也会形成更窄的波束，还需要应对范围减小(reduced range)、高相位噪声以及多普勒频移高等方面的挑战，这都需要采用合适的波形和参数设计(如能量效率高、依靠频率的子载波间隔和/或导频密度)来解决。

     建议根据频率范围来来进行波形设计。

      对于低的SHF频段(如厘米波、3.5~10GHz)，OFDM能够地抗多径衰落且具有高的复用增益，因此是一个很好的候选波形。在EHF频段(>30GHz的毫米波)，SC-FDM波形适于解决较高路径衰耗下的覆盖受限问题。在高SHF频段的中间部分，OFDM和SC-FDM都可以作为候选，在DL和UL上应当根据场景进行选择。远离基站的离散用户可以使用能效高的基于SC-FDM的波形来扩展覆盖，而基站近处的用户则可以受益于基于OFDM的波形的灵活性。

直角整形(Rectangular-shaped)的OFDM类波形(非滤波)在用户间需要严格的频率和时间同步，以便维持正交性，并具有相当低的衰变率(decay rate)(高的带外(OOB)辐射功率)。

虽然LTE/LTE-A中在CP插入后没有定义滤波机制，但实际实现中，通常采用滤波来将OOB泄漏抑制到标准频谱模板(mask)内。除了考虑复杂性和在低频段与LTE/LTE-A的OFDM共存寨外，还需要考虑这些增强手段的有效性。

NR设计中，应当对SC-FDM/OFDM增强以降低OOB泄漏，且对波形影响最小化。

-    扩展CP OFDM：通过对原始OFDM信号添加带内干扰使得连续(consecutive)的OFDM符号不连续，从而降低OOB泄漏。同时， CP大小以及接收机复杂度也增加了(需要引入迭代交换机来抑制带内干扰)。

-    Zero-tailSC-FDMA： 插入可变长度的0序列来替代CP(根据每个用户的新到时延扩展)。这使得某些场景下的频谱效率得到增强，且OOB泄漏较低。去除CP要求可变的zerotail长度(需要采用信令表示)。单载波接收机侧的DFE也可以采用空CP来实现。

-    在SC-FDMA中插入静态序列也可以降低OOB泄漏。在DFT前插入静态序列，想比OFDM，可以在ACLR=-45dBc时获得约3dB的回退增益。不同UE采用不同的静态序列可以实现静态序列的复用，使得多种参考信号的容量得到增强。

对于基于OFDM的传统载波，还可以采用滤波器在子载波或者载波组级别进行一些修改。

-    FBMC(Filter bank Multicarrier)：在过采样域进行滤波，增强大的传播时延下的性能，并获得快速的旁瓣衰减(OOB低)。通常，基于OQAM，对MIMO的支持性比OFDM要差。

-    GFDM(Generalized Frequency DivisionMultiplexing)：与FBMC非常类似，采用更短的CP，尤其适于非连续频段。接收机需要处理内在的载波间干扰。

-    UFMC(UniversalFiltered Multicarrier)：在子载波组的基础上执行带通滤波，有效降低了OOB泄漏，增强了抵抗频率同步较差时的载波干扰。可用于采用不同参数集的用户。实现复杂度相当高。

3.7      R1-163867，CMCC

多种候选波形，如OFDM、f-OFDM、UFMC、FBMC、GFDM以及OTFS等。

3.8      R1-162882，5GNew Radio physical layer requirements and key technology implications，Nokia

多载波OFDM波形适于40GHz以下的eMBB场景，但未必适合于mMTC业务和40GHz的eMBB场景。这些场景应当考虑单载波波形。

3.9      R1-162929, Overviewof OTFS Waveform for Next Generation RAT (提议者：CohereTechnologies, AT&T, CMCC, Deutsche Telekom, Telefonica, Telstra)

提出一种新的2D调制技术，称为OTFS(正交时频&空间)。详细描述请参见原提案。